1、SiC-MOSFET模块

如今，对高效的功率能量转换的需求催生了全SiC-MOSFET模块，它由并联的SiC-MOSFET和SiC二极管芯片组成。在参考文献［1， 2， 3， 4］中，专门介绍了Mitsubishi Electric的1200V/800A全SiC-MOSFET模块FMF800DX-24A，该模块适合几百kW级别的大功率应用。有了这款功率模块，设计者将能够实现100 kHz的高开关频率应用，同时实现高效率或高功率密度。

相较于Si-IGBT，当今的SiC-MOSFET只能提供数微秒的短路耐受能力。因此，FMF800DX-24A提供了检测输出功能，该功能可提供实际漏极电流的信息并可用于可调整的过流或短路检测。借助此功能，通过大幅降低开关功耗（如下所示），可**关断较大的过流或短路。

FMF800DX-24A的MOSFET部分包含八个并联的100A芯片，它们能够耐受tSC = 2 µs的*大短路时间（参见数据手册）。对于门极驱动器设计来说，在如此有限的时间内**关断短路可能比较困难，除非在正常开关操作期间就保持极高的短路检测敏感度，但这样很容易造成短路保护误触发。正是在这种需求的驱动下，一种先进的过流及短路检测方法应运而生。

FMF800DX-24A提供了一个独立的源极区域，其作用就像主源极端子的电流镜像，并且可提供检测电流iSense，该电流与漏极电流iD成正比。图1所示为等效电路。检测输出功能的特征可从［4］获取。该检测电流可通过分流电阻RS转化为电压信号，该信号再重新转化为实际电流值的信息。这可以用来实现过流或短路检测。

FMF800DX-24A的门极可以使用+15V/-10V控制，这是控制IGBT的常用电压水平。

2、FMF800DX-24A的门极驱动器

图2（b）中所示的驱动器的电路中除了提供常见的栅源极电压、有源钳位电路和dv/dt反馈（参见［5， 6］）外，还可以提供一个电路用于评估SiC-模块的Sense和S端子之间的检测输出（参见图1）。因此，驱动器能够测量出漏极电流的实际值，从而关断过流。过流限值可通过选取适当的检测电阻RS值来设定。这样功率模块与驱动器就实现了有效结合，过流和过压等风险几乎无法对其造成损坏。

FMF800DX-24A的等效电路以及测试下管的装置的相关参数如图2（a）所示。控制电路将PWM电压信号转换为驱动器光纤接口的光纤信号。另一方面，状态反馈光纤信号被转换为电气信号SO。驱动器电路的主要功能如图3所示。在此电路中，过压检测通过一串TVS二极管来实现。当关断瞬间的漏-源极电压高于约900V的静态值时，过压检测将信号馈入门极，同时还会反馈给2SC0435门极驱动核的ACL管脚。关断时得到的漏-源极电压的动态峰值始终稍微大一点，这是因为TVS串需要一定的响应时间。电路中有一个串联的电容链，用于提供从漏极到门极的dv/dt反馈。在下面的测量中，dv/dt反馈功能并未使用，但当过压检测的响应速度不够快时，这种方法很有用，可以降低*大漏-源极斜率。由于dv/dt反馈会产生额外的功耗，因此只在有需要时才用。

推荐的过流保护做法是，测量分流电阻RS的电压并将其与恒定参考值进行比较。如果实际值高于参考值，FMF800DX-24A门极与源极之间的MOSFET

T1将会在一个较大的门极电阻下导通，这会使MOSFET T1的导通电阻保持在相对较高的水平。因此，SiC-MOSFET门极即可实现缓慢放电或软关断（SSD）。由此，漏极电流斜率得以减小，进而降低了在过流或短路关断时的过压峰值。为了避免T1出现导通/关断振荡，此外还会锁定比较器的输出信号。主功率电路中始终存在的噪声由分流电阻RS旁边的低通滤波器进行滤除。通过此电路，可实现可调整的过流保护。

3、测量

3.1. 测试设置

为了验证门极驱动器与FMF800DX-24A组合使用时的开关行为，在降压变换器拓扑中对下管MOSFET进行双脉冲测试，如图4（b）所示。半桥的上管开关保持持续关断，内置的二极管为负载电感（LLoad≈ 30 µH）提供续流路径。为了优化换流回路的杂散电感值，在尽量靠近SiC模块的DC+与DC-之间安装外置的吸收电容。图2（a）中所示的测量信号分别采用差分探头和电流探头进行测量。

对于此半桥结构，FMF800DX-24A的漏极电流iD测量不到，而是测量源极电流iS=

iS1 + iS2。图4（a）所示为测试装置及相关测试装备的照片。

3.2. 不带SSD功能的开关行为

FMF800DX-24A与推荐的门极驱动器的开关行为如图5所示，其中图5（a）显示了VDC =800V、ID =1200A时的开通瞬间，开通电阻值RG，ON = 2.5Ω。此时，SiC-二极管的极快速恢复性能非常明显。图5（b）中VDC =800V、ID =1850A时的关断瞬间显示了有源钳位电路的功能，该电路即使对SiC-MOSFET也能有效工作。漏-源极电压限定在约1000V。在时间间隔t = 0.7 µs

0.8 µs中，驱动器使SiC-门极处于有源区，因此会减小漏极电流斜率。如果需要将漏-源极电压限制的更低，可以激活板上提供的dv/dt反馈，同时应考虑到这会产生更高的关断和开通开关损耗。

3.3. 软关断（SSD）

激活SSD功能有可能减小FMF800DX-24A可开关的*大电流。在图6中，给出了VDC = 800V且RS =33Ω时的关断和开通行为。为了检查分流电阻RS的每个值对应的限流值，逐步增大负载电流。在图6（a）中，以PWM输入信号作为触发源（t = 0 µs），并保持不变以便更好地比较。蓝色线表示不带SSD时的正常开关行为。如果电流稍微增大，驱动器便开始检测到约为1400A的过流设定值，并启动SSD。因此，绿色线相对于*初的蓝色线会转移到左侧。

此时，门极电压vGS开始表现出软关断行为，这在+15V电平和米勒平台之间的斜率减小中表现的非常明显。检测电路检测到的更大的电流可导致如红色线所示的行为。此时，驱动器会在原始关断信号（t = 0 µs）之前1.5 µs自行关断。同时，SSD-MOSFET以非常慢的速度对门极放电。需要使用有源钳位功能来使过压保持在期望的1000V限值范围之内。然而，如果减慢SSD

MOSFET的行为，可以省去有源钳位功能。

在图6（b）中，驱动器正常导通，但接近于设定的限值。蓝色线显示的是不带SSD功能的正常行为，而绿色线显示的行为是，由于在约2.5 µs时已达到过流限值，驱动器自行中断导通指令。这表明，SSD功能独立于驱动器逻辑状态进行工作，始终会在过载情况下对SiC

MOSFET提供保护。

过流检测可通过选择分流电阻RS进行设定。图7（a）的波形显示了*终的*大电流与RS成函数关系。在波形中，t = 0 µs时的点依然是PWM输入信号的触发点。对漏极电流波形*大值iS的评估生成了25°C下的IS，max

= f （RS）图。与文献［4］相比，在这里SSD电路的响应时间已包含在内。对于大于56Ω的电阻值，检测电路的信噪比会变得非常小。因此，SiC-模块可能无法再开关，因为每个噪声都会被检测为过流。

通过短金属连接实现的硬短路（类型I）开关可形成如图7（b）所示的波形。此时的分压电阻值为33Ω。在被过流检测电路成功关断之前，电流会增大至约6 kA的*大值。总短路时间［1］为1.2

µs，因此小于2 µs限值。在源极电流处于负斜率期间，有源钳位电路通过使SiC-MOSFET的门极处于有源区，为其提供额外的过压保护。经过t = 2µs后，吸收电容会产生轻微的振荡，此时会与直流母线主电容交换能量。输入PWM信号VPWM显示驱动器会忽略上级控制的5us开关指令，以便保护SiC-MOSFET。

4、结论

本文所述的门极驱动器设计可通过过流/短路检测以及带有源钳位的关断和过压保护等功能，对SiC-MOSFET模块FMF800DX-24A提供**的控制。因此，FMF800DX-24A可在几乎任何电气条件下进行**操作。本文还提供了室温下双脉冲测试的测量结果。推荐的门极驱动器将会用于Power IntegraTIons即将推出的参考设计RDHP-1417。