利用计算机设计单片开关电源讲座
下面对35个设计步骤作详细的阐述。
[步骤1]确定开关电源的基本参数
（1）交流输入电压*小值：Umin，见表1。
（2）交流输入电压*大值：Umax，见表1。
表1根据交流输入电压范围确定Umin、Umax值
| 交流输入电压U（V） | Umin(V) | Umax(V) |
|---|---|---|
| 固定输入：100/115 | 85 | 132 |
| 通用输入：85～265 | 85 | 265 |
| 固定输入：230±15％ | 195 | 265 |
表2反馈电路的类型及UFB参数值
| 反馈电路类型 | UFB（V） | UO的准确度（％） | SV（％） | SI（％） |
|---|---|---|---|---|
| 基本反馈电路 | 5.7 | ±10 | ±1.5 | ±5 |
| 改进型基本反馈电路 | 27.7 | ±5 | ±1.5 | ±2.5 |
| 配稳压管的光耦反馈电路 | 12 | ±5 | ±0.5 | ±1 |
| 配TL431的光耦反馈电路 | 12 | ±1 | ±0.2 | ±0.2 |
（4）开关频率f：100kHz。
（5）输出电压UO（V）：已知。
（6）输出功率PO（W）：已知。
（7）电源效率η：一般取80％，除非有更好的数
据可用。
（8）损耗因数Z：Z代表次级损耗与总功耗的比
值。典型值为0.5。
[步骤2]根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压UFB
详见表2。可从4种反馈电路中选择一种合适的电路，并确定反馈电压UFB的值。
[步骤3]根据U、PO值来确定输入滤波电容CIN、
直流输入电压*小值UImin
（1）令整流桥的响应时间tc=3ms。
（2）根据输入电压，从表3中查出CIN值。
（3）得到UImin的值。
表3确定CIN、UImin的值
| 交流输入电压U（V） | PO（W） | 比例系数（μF/W） | CIN(μF) | UImin(V) |
|---|---|---|---|---|
| 固定输入：100/115 | 已知 | 2～3 | (2～3）×PO | ≥90 |
| 通用输入：85～265 | 已知 | 2～3 | (2～3）×PO | ≥90 |
| 固定输入：230±15％ | 已知 | 1 | 1×PO | ≥240 |
（1）根据输入电压，从表4中查出UOR、UB值。
（2）步骤25将用到UB值来选择瞬变电压抑制器（TVS）的型号。
（3）TOPSwitch关断且次级电路处于导通状态时，
次级电压会感应到初级。感应电压UOR与UI相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。此时初级漏感释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和不超过漏－源击穿电压U（BR）DS值。
表4确定UOR、UB值
| U（V） | UOR(V) | UB(V) |
|---|---|---|
| 固定输入：100/115 | 60 | 90 |
| 通用输入：85～265 | 135 | 200 |
| 固定输入：230±15％ | 135 | 200 |
[步骤5]根据UImin和UOR来确定*大占空比Dmax
Dmax的计算公式为：Dmax=×100％（1）
（1）MOSFET的通态漏－源电压UDS（ON）=10V。
（2）应在U=Umin时确定Dmax。
若将UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可计算出Dmax=64.3％，这与典型值67％非常接近。Dmax随着U的升高而减小，例如当U=Umax=265V时，Dmax=34.6％。
[步骤6]确定初级脉动电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP
定义比例系数
KRP=IR/IP(2)
（1）当U确定之后，KRP有一定的取值范围。在110V／
115V或宽范围电压输入时，可选KRP=0.4，当230V输入时，取KRP=0.6。
（2）在整个迭代过程中，可适当增大KRP的值，但不得超过表5中规定的*大值。
表5确定KRP
| U（V） | KRP | |
|---|---|---|
| *小值（连续模式） | *大值（不连续模式） | |
| 固定输入：100/115 | 0.4 | 1.0 |
| 通用输入：85～265 | 0.4 | 1.0 |
| 固定输入：230±15％ | 0.6 | 1.0 |
计算下列参数（电流单位均取A）：
（1）输入电流的平均值IAVGIAVG=（3）
（2）初级峰值电流IPIP=（4）
（3）初级脉动电流IR〔可由式（2）求得〕
（4）初级有效值电流IRMSIRMS=IP（5）
[步骤8]根据电子数据表格和所需IP值，选择TOPSwitch芯片
（1）所选极限电流*小值ILIMIT(min)应满足
0.9ILIMIT(min)≥IP（6）
（2）若芯片散热**，则选功率稍大些的芯片。
[步骤9和步骤10]计算芯片的结温Tj
（1）计算结温TjTj=〔IRMS2×RDS(ON)＋CXT(UImax＋UOR)2f〕·
RθA＋25℃（7）
式中：CXT是漏极结点的等效电容。括号内**项代表当交流输入电压较高时，由于CXT不断被充放电而引起的开关损耗，可用PCXT表示。
（2）计算过程中若发现Tj>100℃，应选功率较大的TOPSwitch芯片。
[步骤11]验算IP
IP=0.9ILIMIT(min)（8）
（1）输入新的KRP值且从*小值开始迭代，直到
KRP=1.0。
（2）检查IP值是否符合要求。
（3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。
[步骤12]计算初级电感量LPLP=·（9）
式中：LP的单位取μH。
[步骤13]选择磁芯与骨架并确定相关参数
从厂家提供的磁芯数据表中查出适合该输出功率的磁芯型号，以及有效截面积（SJ）、有效磁路长度（l）、等效电感（AL）、骨架宽度（b）等参数值。
[步骤14]设定初级层数d和次级匝数NS的初始值
设定d=2层。当U=85V～265V时取NS=0.6匝；再用迭代法计算NS；亦可根据次级每伏匝数和UF1值，直接计算NS值（参见步骤15）。
在步骤15至步骤22中必须确定高频变压器的9个主要参数：初级电感量LP，磁芯气隙宽度δ，初级匝数NP，次级匝数NS，反馈绕组匝数NF，初级裸导线直径DPm，初级导线外径DPM，次级裸导线直径DSm和次级导线外径DSM。上述参数中，除LP可直接用公式单独计算外，其余参数都是互相关联的，因此通常从次级匝数开始计算。另外鉴于反馈绕组上的电流很小（一般小于10mA），对其线径要求不严，因此不需计算导线的内、外直径。
[步骤15]计算次级匝数NS
对于230V或宽范围输入应取0.6匝/V，现已知UO=7.5V，考虑到在次级肖特基整流管上还有0.4V的正向压降UF1，因此次级匝数为(UO＋UF1)×0.6=4.74匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取NS=5匝。下面就以该数据作为初始值分别计算其余7个参数。
[步骤16]计算初级匝数NPNP=NS×（10）
将UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5匝一同代入式（10），计算出NP=53.8匝。实取54匝。
[步骤17]计算反馈绕组匝数NFNF=NS×（11）
将NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），计算出NF=7.03匝。实取7匝。
[步骤18]根据初级层数d、骨架宽度b和**边距M，计算有效骨架宽度bE（单位是mm）
bE=d(b－2M)（12）
将d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得bE=16.86mm。
再计算初级导线的外径（带绝缘层）DPMDPM=（13）
将bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=0.31mm。扣除漆皮后裸导线的内径DPm=0.26mm。
[步骤19]验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.32A之条件J==（14）
将DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。电子数据表格中实取6.17A/mm2。
若J>10A/mm2，应选较粗的导线和较大的磁芯骨架，使J<10A/mm2。若J<4A/mm2，应选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J>4A/mm2；亦可适当增加NP的匝数。
[步骤20]计算磁芯中的*大磁通密度BMBM=（15）
将IP=0.74A，LP=623μH，NP=54匝，磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2代入式（15），计算出BM=0.2082T。电子数据表中实取0.2085T。
需要指出，若BM>0.3T，则需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数，使BM在0.2～0.3T范围之内。如BM<0.2T，就应选择较小的磁芯或减小NP值。
[步骤21]计算磁芯的气隙宽度δδ=40πSJ（16）
式中δ的单位是mm。将SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623μH，磁芯不留间隙时的等效电感AL=2.4μH／匝2代入式（16），计算出δ=0.22mm。气隙δ应加在磁芯的磁路中心处，要求δ≥0.051mm。若δ小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。
[步骤22]计算留有气隙时磁芯的等效电感ALGALG=（17）
将LP=623μH，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214μH／匝2。电子数据表中实取0.215μH／匝2。
需要说明两点：
（1）ALG值必须在选好NP值以后才能确定。
（2）如上所述，高频变压器的设计是一个多次迭
代的过程。例如当NP改变后，NS和NF的值也一定会按一定的比例变化。此外，在改变磁芯尺寸时，需对J、BM、δ等参数重新计算，以确信它们仍在给定的范围之内。这表明若计算结果与电子数据表格中的数值略有差异，也属正常现象，因二者迭代过程未必完全一致。
[步骤23]确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM
（1）计算次级峰值电流ISP
次级峰值电流取决于初级峰值电流以及初、次级匝数比，有公式ISP=IP×（18）
将IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。
（2）计算次级有效值电流ISRMS
次级纹波电流与峰值电流的比例系数KRP与初级完全相同，区别仅是对次级而言，KRP反应的是次级电流在占空比为（1－Dmax）时的比例系数。因此，计算次级有效值电流ISRMS时，须用下面公式：ISRMS=ISP（19）
表6选择钳位二极管和阻塞二极管
| U（V） | 钳位电压UB（V） | 钳位二极管 | 阻塞二极管 |
|---|---|---|---|
| 固定输入：100/115 | 90 | P6KE91(91V/5W) | BYV26B(400V/1A) |
| 通用输入：85～265 | 200 | P6KE200(200V/5W) | BYV26C(600V/1A) |
| 固定输入：230±15％ | 200 | P6KE200 | BYV26C |
将ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。电子表格中的计算结果为3.36A。
（3）计算输出滤波电容上的纹波电流IRIIRI=（20）
将ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。
*后计算次级裸导线直径，有公式DSm=·=1.13（21）
将ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。实选?0.900mm的公制线规。需要指出，当DSm>0.4mm时，应采用?0.4mm的两股导线双线并绕NS匝。与单股粗导线绕制方法相比，双线并绕能增大初级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程度，减小磁场泄漏及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低功率损耗。
若选用三重绝缘线来绕制初级绕组，则导线外径（单位是mm）的计算公式为：DSM=（22）
将b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm。可选导线直径DSm≥0.91mm而绝缘层外径DSM≤1.69mm的三重绝缘线。
[步骤24]确定次级整流管、反馈电路整流管的*高反向峰值电压：U（BR）S、U（BR）FB
有公式：U（BR）S=UO＋UImax·（23）U（BR）FB=UFB＋UImax·（24）
将UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分别代入以上两式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。这与电子表格中给出的结果完全相同。
[步骤25]选择钳位二极管和阻塞二极管
见表6。对于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型单片开关电源，可选UB=180V的瞬变电压抑制器。
[步骤26]选择输出整流管
输出整流管宜采用肖特基二极管，此类管子的压降低、损耗小，能提高电源效率。典型产品有MOTOROLA公司生产的MBR系列。要求管子的*高反向工作电压URM≥2U（BR）S，〔U（BR）S为整流管实际承受的*大反向峰值电压〕；其标称电流IF1≥3IO(IO为*大连续输出电流)。
肖特基二极管的*高反向工作电压一般不超过100V，仅适合做低压、大电流整流用。当UO≥30V时，需用耐压100V以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管，此时电源效率会略有下降。
[步骤27]利用步骤23得到的IRI，选择输出滤波电容COUT
（1）滤波电容在105℃、100kHz时的纹波电流应≥IRI。
（2）要选择等效串联电阻很低的电解电容器。等效串联电阻的英文缩写为ESR，符号为r0。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻。输出的纹波电压URI由下式决定：
URI=ISP·r0（25）
式中的ISP由步骤23得到。
（3）为减小大电流输出时的纹波电流IRI，可将几只滤波电容并联使用，以降低电容总的r0值和等效电感L0。
（4）COUT的容量与*大输出电流IOM有关。例如，当UO=5～24V、IOM=1A时，COUT取330μF/35V；IOM=2A时COUT应取1000μF/35V。
[步骤28～29]当输出端的纹波电压超过规定值时，应再增加**LC滤波器
（1）滤波电感L=2.2μH～4.7μH。当IOM小于
1A时可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大电流时须选用磁环绕制而成的扼流圈。
（2）为减小L上的压降，宜选较大些的滤波电感或增大线径。通常可取L=3.3μH。
（3）滤波电容C取120μF/35V，要求其r0很小。
[步骤30]选择反馈电路中的整流管
见表7。表中的URM为整流管*高反向工作电压，U（BR）FB是由步骤24得到的，要求：
URM≥1.25U（BR）FB（26）
[步骤31]选择反馈滤波电容
应取0.1μF/50V的陶瓷电容器。
表7选择反馈电路中的整流管
| 整流管类型 | 整流管型号 | *高反向工作电压URM（V） | 生产厂家 |
|---|---|---|---|
| 玻封高速开关硅二极管 | IN4148 | 75 | 国产 |
| 超快恢复二极管 | BAV21 | 200 | Philips公司 |
| UF4003 | 200 | GI公司 |
[步骤32]选择控制端电容及串联电阻
控制端电容一般取47μF/10V，普通电解电容即可。与之相串联的电阻可选6.2Ω/0.25W。在不连续模式下可去掉此电阻。
[步骤33]按从表2中选定的那种反馈电路，选取元器件值。
[步骤34]选择输入整流桥
（1）整流桥的反向击穿电压UBR应满足下式要
求：UBR≥1.25Umax（27）
式中的Umax值从第步骤1得到。
（2）设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应当使IBR≥2IRMS。计算IRMS的公式如下：IRMS=（28）
式中：cosφ为开关电源的功率因数，一般为0.5～0.7。若无可信的数据，可选cosφ=0.5。
公安机关备案号：
