在很多通讯和计算机系统中，需要使用高功率密度、高效率的开关电源。提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积，是目前开关电源提高功率密度的一种趋势。但是，开关频率的提高，开关器件的损耗也随之增加。

　　为了减小开关电源的开关损耗，提高其开关频率，软开关技术应运而生。软开关技术主要包括两种：零电压软开关(ZVS)及零电流软开关(ZCS)。在含有MOSFET开关器件的变换器拓扑中，零电压软开关要优于零电流软开关。

　　Flyback变换器电路简单，在小功率场合得到了广泛的应用。基于Flyback变换器的ZVS软开关拓扑也得到了进一步的发展。*近几年，有源箝位ZVS软开关技术被提出，但它也存在一些缺点，比如，轻载时不能实现软开关。

　　本文提出了一种带辅助变压器的Flyback零电压软开关电路，与有源箝位Flyback零电压软开关电路相比，它具有以下几个优点：

　　1)电路在整个负载范围内都能实现软开关;

　　2)任何负载情况下，电路都可以在宽输入范围中实现软开关;

　　3)丢失占空比不随输出负载变化而变化，利于电路参数设计。

　　下面分析了此电路的工作原理及软开关参数的设计，并以实验结果验证了该方案的有效性。

　　1 工作原理

　　图1为本文提出的Flyback软开关电路，Tr为辅助变压器。其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区防止共态导通。主变压器T激磁电感Lm较大，使电路工作在电流连续模式(CCM)，如图2中iLm波形所示。而Tr的激磁电感Lmr设计得较小(Lmr<

　　图1 带辅助变压器的Flyback变换器

　　图2 主要工作波形

　　(a) 阶段1[t0，t1]

　　(b) 阶段2[t1，t2]

　　(c) 阶段3[t2，t3]

　　(d) 阶段4[t3，t4]

　　(e) 阶段5[t4，t5]

　　(f) 阶段6[t5，t6]

　　(g) 阶段7[t6，t7]

　　图3 各阶段等效电路图

　　1)阶段1〔t0～t1〕 该阶段，S1导通，Lm与Lmr串联承受输入电压，流过Lm及Lmr的电流线性上升。此时间段

　　Vds2=Vin

　　+Vo+Vin

　　(1)

　　式中：Vds2为S2的漏源电压;

　　Vo为变换器输出电压;

　　N1为T原边绕组匝数;

　　N2及N3为T副边两个绕组匝数;

　　n1及n2为Tr原副边两个绕组匝数。

　　2)阶段2〔t1～t2〕 t1时刻S1关断，Lm上的电流通过T耦合到副边，使二极管D导通，Lm两端电压被箝位在

　　V2=-

　　(2)

　　Lm上的电流线性下降。

　　Lmr上的电流一部分对S1的输出结电容Cr1充电，另一部分通过Tr耦合对S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻，S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

　　3)阶段3〔t2～t3〕 当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就为S2的零电压导通创造了条件。同时Lmr两端被箝位在

　　V1=-

　　Vo(3)

　　Lmr上电流线性下降。而S1的漏源电压被箝位在*大电压

　　Vds1max=Vin+

　　Vo+

　　Vo(4)

　　4)阶段4〔t3～t4〕 t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。Lmr两端依然承受式(3)所示电压V1，Lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻，S2关断，该阶段结束。此时间段

　　iDN3+ioN2=iLmN1(5)

　　io=iD+iLmr

　　(6)

　　iD=

　　(7)

　　io=

　　(8)

　　5)阶段5〔t4～t5〕 t4时刻，Lmr上的电流方向为负，此电流一部分对S1的输出结电容Cr1放电，同时，另一部分通过Tr耦合到副边对S2的输出结电容Cr2充电。到t5时刻，S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

　　6)阶段6〔t5～t6〕 当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝位在零电压状态，为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lmr上的反向电流流经主变压器，给流过二极管D的电流iD叠加上一个电流

　　ΔI(t5)=

　　(9)

　　此时间段内，二极管D仍然导通，Lmr两端电压被箝位在

　　V1=Vin-V2=Vin+

　　Vo(10)

　　Lmr上电流线性上升。而S2的漏源电压被箝位在*大电压

　　Vds2max=

　　+

　　Vo(11)

　　7)阶段7〔t6～t7〕 t6时刻，S1的门极变为高电平，S1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S1。由于Lmr两端承受的电压V1此时较大，iLmr快速上升，到t7时刻，iLmr=iLm，主变压器耦合到副边的电流为零，二极管D自然关断。此时间段

　　=

　　(12)

　　由于Lmr<

　　=

　　(13)

　　接着Lmr与Lm串联承受输入电压，开始下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2零电压开通，二极管D零电流关断。

　　2 软开关的参数设计

　　假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是iLmrmax对Cr1及Cr2充放电，而S1的软开关实现是iLmrmin对Cr1及Cr2充放电，在电路满载情况下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充电电压要大于放电电压(见图2波形vds2)，因此，S1的软开关实现要比S2难得多。在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

　　2.1 主变压器激磁电感Lm的设定

　　由于Lmr的存在，变换器的有效占空比Deff(根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2)要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7时间内iLmr的上升速度非常快，所以，可近似认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM的条件

　　Lm>=

　　?(14)

　　式中：η为变换器效率;

　　fs为开关频率;

　　为变换器输出功率。

　　在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，取定

　　Lm=

　　(15)

　　2.2 主副变压器原副边匝数比设定

　　根据Lmr<

　　(16)

　　而根据式(8)，为了使输出滤波前电流io在t3～t4时间段下降不要太快，*好有N3≤N2。

　　另外，为了保证t1时刻S1关断时流过副边二极管D的电流iD>0，根据式(7)有

　　(17)

　　2.3 辅助变压器激磁电感Lmr设定

　　为了实现S1的ZVS软开关，在(1-D)T时间内，激磁电感Lmr上电流必须反向，即

　　(1-D)>iLmrmax(18)

　　iLmrmax=iLmmax≈

　　(19)

　　将式(19)代入式(18)得

　　Lmr<

　　(20)

　　另外，根据Lmr与S1及S2的输出结电容谐振条件

　　>=

　　?(21)

　　得

　　Lmr>=

　　?(22)

　　Cr=Cr1+Cr2

　　(23)

　　而

　　iLmrmin=

　　(1-D)T-iLmrmax(24)

　　将式(24)代入式(22)解得

　　Lmr<=

　　(25)

　　比较式(20)和式(25)，Lmr应该根据式(25)来设定。

　　另外，由式(24)可以发现，输入、输出电压一定时，随着负载的增加，iLmrmax增大〔见式(19)〕，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，Lmr要根据满载时软开关的实现条件来设定。而当输入电压为宽范围时，随着输入电压的减小，iLmrmax增加〔由于电路工作在CCM，满载时式(19)**项可以忽略〕，iLmrmin表达式**项减小，iLmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，对于输出负载、输入电压变化的情况，Lmr要根据输出满载、输入电压*小时的软开关实现条件来设定。

　　同时需要指出，在能实现软开关的前提下，Lmr不宜太小，以免造成开关管上过大的电流应力及导通损耗。

　　2.4 死区时间的确定

　　为了实现S1的软开关，必须保证在t5～t6时间内，S1开始导通。否则，Lmr上电流反向，重新对Cr1充电，这样，S1的ZVS软开关条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对开关管S1的软开关实现至关重要。合适的死区时间为电感Lmr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即

　　tdead1=

　　(26)

　　一般而言，开关管输出电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1及Cr2恒定。

　　2.5 有效占空比Deff的计算

　　有效占空比Deff比S1的占空比D略小，即

　　Deff=D-ΔD(27)

　　根据

　　ΔiLmr(ΔDT)≈ΔiLmr[(1-D)T]-ΔiLm[(1-DT)](28)

　　解得

　　ΔD≈

　　(1-D)(29)

　　代入式(27)得

　　Deff=D-

　　(1-D)(30)

　　从式(29)可以看出，丢失占空比与输出负载无关。在相同电气规格和电路参数条件下，其值大概为有源箝位Flyback变换器满载时丢失占空比的1/2。

　　3 实验结果

　　为了验证上述的ZVS软开关实现方法，本文设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

　　输入电压Vin 40～56V;

　　输出电压Vo 20V;

　　输出满载电流Io 3A;

　　工作频率f 100kHz;

　　S1及S2 IRF640;

　　主变压器激磁电感Lm 222μH;

　　主变压器原副边匝数N1：N2：N3 39：15：15;

　　辅助变压器激磁电感Lmr 10μH;

　　辅助变压器原副边匝数n1：n2 13：13。

　　图4给出的是负载电流Io=2.5A时，输出滤波前电流及流过副边二极管D电流的实验波形，其结果与理论分析相吻合。图5～图8分别给出了S1和S2在轻载及满载时的驱动电压、漏源极电压和所流过电流的实验波形。从图中可以看出，当驱动电压为正时，开关管的漏源极电压已经为零，是零电压开通。而当开关管关断时，其结电容限制了漏源极电压的上升率，是零电压关断，由此说明S1及S2在轻载及满载时都实现了ZVS。从开关管漏源极电压与所流过电流的比较也可以看出实现了ZVS。

　　图4 输出滤波前电流及流过副边二极管D的电流

　　(测试条件：Vin=48V Io=2.5A)

　　图5 轻载时S1的驱动电压、漏源电压及

　　流过电流波形(测试条件：Vin=48V Io=0.5A)

　　图6 满载时S1的驱动电压、漏源电压及

　　流过电流波形(测试条件：Vin=48V Io=3.0A)

　　图7 轻载时S2的驱动电压、漏源电压及

　　流过电流波形(测试条件：Vin=48V Io=0.5A)

　　图8 满载时S2的驱动电压、漏源电压及

　　流过电流波形(测试条件：Vin=48V Io=3.0A)

　　图9给出了变换器效率曲线。图9(a)为输入电压一定，负载电流不同时的变换效率曲线，可以看出，满载时效率*高，为91.35%。图9(b)为负载电流一定，输入电压不同时的变换效率曲线，可以看到，效率随输入电压变化而变化的范围很小。

　　(a) 额定输入电压时效率与输出电流关系图

　　(b) 输出满载时效率与输入电压关系图

　　图9 变换器效率曲线

　　本文提出了一种Flyback变换器ZVS软开关拓扑，分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计(关键是辅助变压器原边激磁电感Lmr的设计)是根据满载及*小输入电压时的工作情况设计的，而随着负载的减轻和输入电压的增加，ZVS软开关的实现也越容易。因此，该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围，与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点，可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。