在PWM开关型变换器中，或多或少都存在着变压器直流偏磁问题，只是在不同的场合严重程度不同而已。偏磁的后果是十分严重的，轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，严重时还会损坏功率模块，使其不能正常工作。PWM控制的全桥逆变电源，经常会因各种不可预见的因素，使其两桥端输出电压脉冲列在基波周期内正负伏秒值不相等，从而导致输出变压器中存在直流分量，引起单向偏磁现象，严重威胁到系统的正常运行。为了防止或减少变压器中的直流分量，以逆变桥各桥臂中点电压作为反馈来抑制直流偏磁。本文采用了一种较为简单的电路拓扑来实现，经在20kHz/2kW的全桥逆变电源中应用，证明该电路有效、实用。

　　1 高频变压器偏磁机理

　　根据电磁感应定律，为分析方便，不妨设绕组电阻、漏感、变压器分布电容等都为零。这样，加到变压器初级绕组的电压u1和绕组感应电势相平衡。因此有

　　u1=N1

　　=N1SKT

　　(1)

　　式中：B为铁心的磁感应强度;

　　S为铁心截面积;

　　N1为初级绕组匝数;

　　KT为铁心面积的有效系数;

　　φ为变压器主磁通。

　　由式(1)可得磁感应强度

　　B(t)=

　　u1dt+Br(2)

　　式中：Br为t=0时铁心中的磁感应强度。

　　为分析方便将式(2)写为增量形式，并考虑到在PWM逆变器中，u1为幅值恒定的脉冲量，因而磁感应强度增量变为

　　ΔB(t)=

　　(3)

　　从而磁感应强度增量ΔB(t)成为时间的线性函数。对于全桥PWM型逆变电路，正常情况下，变压器正、反方向的方波“伏-秒”面积相等，铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比，变化如图1(a)所示，且磁化曲线对原点对称。当变压器原边含有直流成分时，PWM型变换电路的正、反方向的方波“伏-秒”面积不再相等，磁通将向某一方向逐渐增加，磁化曲线不再对原点对称,*终导致变压器铁心磁感应强度饱和，变化如图1(b)所示。由于变压器的原边等效阻抗对直流分量只呈现电阻特性，且原边绕组内阻很小，因此，很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势，该直流磁势与交流磁势一起作用于变压器原边，造成变压器铁心的工作磁化曲线发生偏移，出现关于原点不对称，即所谓的变压器偏磁现象。当偏磁严重时，铁心将进入单向饱和，这时铁心磁导率将急剧下降，原边等效电感迅速减少，激磁电流迅速增大，导致变压器过热，*终导致器件毁坏。

　　(a) 电压对称时

　　(b) 电压不对称时

　　图1 变压器磁化曲线

　　造成“伏-秒”面积不等的具体原因有：

　　1)功率半导体模块(IGBT)开关速度的差异;

　　2)功率半导体器件(IGBT)通态压降的差异;

　　3)各种信号传输延迟的不同;

　　4)电路设计不当，工艺欠妥。

　　目前，在各种形式的全桥PWM变换器中，都存在着不同程度的偏磁问题，为此在很多文献中提到了各种解决方法。一般多采用在变压器原边串联电容，利用电容特有的隔直特性将原边中的直流分量滤除。这种方法虽然简单但有一定的局限性，因为，所有的原边电流都要流过隔直电容，使电容的工况相当严重，电容的可靠性及寿命将严重地制约变换器的可靠性。

　　2 一种抑制偏磁的简单电路拓扑及其工作原理

　　如图2所示，在PWM全桥逆变电源输出端，采用通过霍尔电压传感器(HL)隔离的差动高阻积分电路，通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列uAB的直流分量，图2中积分环节输出电压um波形如图3中所示，为标准的三角波(暂不考虑死区)。其上升时间即为ugs1的脉宽(亦即S1及S2的开通时间)，并且以固定的du/dt上升。其下降时间为ugs2的脉宽(即S3及S3的开通时间)。控制电路补偿过程如下：以ugs1为参考脉冲方波(固定的脉宽及占空比D，且50%>D>40%)，控制S1及S2的通断;而以ugs2为可调脉冲方波去控制S3及S4。在一个基波周期内，C1充电时间和充电速度固定，其充电量亦确定，此充电量确定了放电过程的时间，亦即ugs2的占空比。由此可见，S3及S4的开通时间由S1及S2的开通时间决定，其结果是消除了高频变压器中的直流分量。假设某种原因导致ugs1的D变大，则S1及S2管的导通时间变长，C1中充电量增大，其放电时间相应变长，从而使ugs2的占空比增大，S3及S4的开通时间也增大，从而达到了消除直流分量的目的。反之亦然。

　　图2 主电路及控制电路拓扑

　　图3 控制电路波形图

　　在设计中需要注意以下事项。

　　1)霍尔电压传感器

　　(1)对于电压测量，原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻Ri来确定，并串联在传感器原边电路，为使传感器达到*佳精度，应尽量**选择Ri的大小，使输入电流为10mA为佳。

　　(2)考虑到初级线圈内阻(与Ri相比，为保持温差尽可能低)和隔离，此传感器适用于测量10～500V电压。Ri的功率为所测试电压乘以0.01后的4倍以上，以确保测量电阻的稳定性。

　　2)控制电路部分

　　(1)积分电容器C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。

　　(2)在应用中应该注意，比较电平是不可能为零的(由于器件性能的影响，三角波不可能降为零)，为了使比较器可靠性高，应使比较电平略大于三角波的*小值。由于上述原因，造成的脉宽ugs1比ugs2的稍窄，可通过调节彼此的死区时间来给予一定程度的补偿。

　　(3)ugs2的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生，ugs1的死区时间通过R10、R11、C4及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生。通过适当调节比较放大器的比较电平补偿ugs2损失的部分占空比。

　　3 实验结果

　　本文所提出的控制电路应用在20kHz/2kW的全桥逆变电源中，经实验测试输出变压器未出现偏磁现象，达到了*初的设计要求。图4为*终的控制脉冲ugs1和ugs2的实验波形。

　　图4 控制脉冲ugs1和ugs2的波形

　　实验证实本文介绍的控制电路能有效地防止PWM全桥逆变电源中由各种原因引起的偏磁现象。