摘 要: 本文通过与超外差式无线接收机的对比，介绍了零中频接收机的设计思想、工作原理以及所面临的技术困难，进一步讨论了近年来为解决这些困难而提出的一些新的电路技术与系统结构。
关键词: 无线接收机；超外差；零中频；直流漂移；镜像频率
引言
打开现代的无线接收机，无论是十几、几十元的收音机还是千元以上的手机电视机，几乎无一例外的，我们看到的是一种被称作“超外差”式的电路结构：微弱的高频无线电信号必须先通过**或几级的混频电路，才能去掉其它信道的干扰并获得足够的增益，*终完成解调，取出所需的信息。图1 给出了一个二次变频超外差式接收机的工作原理图，每经过一次变频，信号的频率降低、幅度增大，而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除掉。
这种结构被普遍采用是有原因的。我们知道，天线接收到的信号频率很高而信道带宽又很小，如果要直接滤出所需信道，滤波器的Q值将是一个天文数字，再加上高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频直接对信号进行解调是不现实的，至少目前的技术水平还无法满足这一要求。使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波、放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难，但是又引入了另一个严重的问题，这就是所谓的镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差的***相等但是符号相反，或者说它们在频率轴上对称地位于本振信号的两边，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是干扰信号，那么干扰信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用天线后面的滤波器滤除镜像频率成份。但是同样地，由于该滤波器工作在高频，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号与镜频相距较远，那么镜频成份就受到较大的抑制；反之，如果中频频率较低，信号与镜频相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。于是镜频抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折衷。
依靠考虑周到的中频频率选择和高品质的射频(镜像抑制)和中频(信道选择)滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度、选择性和动态范围，因此长久以来成为了事实上的**选择。
并不是所有人都对这种小心翼翼地选择中频频率和滤波器的设计方式感到满意。大约在超外差结构出现6年之后，有人提出了一种把本振频率设成与信号频率相同，将高频信号通过变频直接搬移到零频率的接收机结构。与超外差接收机相比，这种被称为直接变频(Direct-Conversion)或零中频(Zero-IF)的结构至少有两个优点：(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；(2)信道选择在低频进行，只需要使用低通滤波器。然而，可能是遇到了多次的失败，我们的先驱们并没有实现零中频的理想，在很长的一段时期内，这种结构都无人问津。
小型化大势所趋，零中频崭露头角
二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了**性的发展，集成电路和个人数字通信系统开始改变人们的生活方式。1974年Motorola推出了**个现代意义上的寻呼机(Pager)，此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度。
但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜频抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为昂贵的器件如声表面波(SAW)滤波器。这时，又有人想到了零中频接收机。我们已经知道，零中频接收机(1)不存在镜频问题；(2)只要用低通滤波器来选择信道，而低通滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。凭这两点，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。
1980年，**个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是**个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图2 所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器(Quadrature Mixer)变频后产生两个正交的零中频信号I和Q，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制FSK调制，*后的解调过程甚至可以用一个D触发器来完成。在大量改进的基础上，Philips在其UAA2080系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。32引脚的芯片中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、FSK解调器以及本振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总数不到40个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件。
理想与现实之间，要直接不太容易
不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我们揭示了症结所在。
直流漂移(DC Offset)
零中频结构*根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不“干净”，因此信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染”了。一个*广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，*后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号。
自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性。
低频噪声
直流频段另一个令人**的问题是低频噪声。*常见的低频噪声为闪烁噪声(flicker noise)，也常被称为1/f噪声，因其功率谱密度近似正比于频率的倒数而得名。闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，主要是由半导体的一些缺陷引起的。
对策和无奈
直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤，但是在寻呼机中却没有造成大的伤害，原因在于传统寻呼系统使用了简单的二进制FSK调制方式。从频谱上看，仅有少量的信号能量存在于中心频率附近，如图3(a)所示，经过混频之后，可以牺牲这部分能量而使用电容隔直流的办法将大部分的直流漂移和低频噪声滤除，这也就是零中频寻呼机所采取的对策，事实证明它非常有效。然而在象GSM这样的系统中，情况就完全不同了，为了提高频谱的利用效率，GSM采用了GMSK调制。如图3(b)所示，GMSK信号中心频率附近能量十分集中，使用简单隔直流的方式将对信号造成严重破坏。
看起来，直接变频到零中频的设想并不是一条畅通无阻的捷径。
知其不可而为之，识实务者为俊杰
面对存在的困难，仍然有人知难而上，力求攻克以直流漂移为主的种种难题；也有人穷则思变，力图绕过重重障碍，另辟蹊径以达到零中频所要达到的目的，在这两个方面都取得了一定的成果。
直流漂移的消除
根据直流漂移的成因，可以大致把它分成两类。**类主要是由上文提到的本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；**类则是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的漂移，相对来说，它是一种静态的漂移，可以通过一些微调措施来解决。(实事上，元件的不匹配将导致偶次失真，同样会产生随输入信号幅度而变化的直流成份。但是由于信号本身相当微弱，与自混频效应相比，这种直流漂移量相对较弱。)
● 谐波混频
针对自混频现象产生的根源，人们提出使用二次谐波混频作为解决方案。谐波混频与普通混频的区别在于，它所产生的中频频率是输入信号频率与本振频率某次谐波之差，如果用fRF，fLO和fIF分别表示射频信号、本振和中频频率，那么在二次谐波混频中它们的关系是
fIF＝|2×fLO－fRF |
这样，本振信号的泄漏和反射在混频器中频输出端所产生的自混频信号频率仍然是fLO，而不是直流。图4 给出了一个二次谐波混频的电路原理图，根据文献报道，它可以将自混频引起的直流漂移抑制到噪声水平。但这里的问题是，由于使用谐波分量，电路的增益和噪声性能均有所下降，因而限制了其应用。
● 数字信号处理
为了更加**有效地消除直流漂移，在一些设计中采用了基带数字信号处理的办法，通过专门的算法对漂移量进行实时的测量和动态的补偿。例如在一个时分多址(TDMA)系统中，接收机在工作间隙测量并存储直流漂移量作为参考，工作时再从信号中减去这个参考量。这种方法可以有效地去除各种直流漂移以及部分的低频噪声，但由于需要一个无输入信号时的参考漂移量，它在非分时系统中的应用较为困难。
● 系统设计能提供的帮助
对比寻呼和移动通信这两个系统，我们看到如果在系统设计时能够考虑在信号的中心频率附近预留一些带宽以方便消除直流漂移，将大大简化零中频接收机的设计。当然，这个要求对频谱资源极其宝贵的移动通信系统有些过分，但在无线局域网的标准(IEEE 802.11a)中却成为了现实。
接收机结构的改进与**
无镜频干扰、无需高Q值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力的根本原因。我们完全不必拘泥于结构细节而去寻求实现这些特点的更有效的途径。于是，我们看到了所谓的低中频(Low IF)和类零中频的接收机结构。
● 低中频接收机
为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Q值的射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感，这在一定程度上影响了接收机的性能；多相滤波器常用RC网络实现，对镜频抑制有显著帮助，但对信号有衰减，幸而在这之前信号已经被初步放大，RC网络造成的影响并不严重。
● 二次变频宽中频(Dual-Conversion with Wideband First IF)接收机
这种接收机在**次变频时将整个信号频段搬移到一个较高的中频，**次变频输出是零中频，而信道选择就在**中频通过低通滤波实现。为抑制镜频， 两次变频都使用了所谓的复混频(Complex Mixing)技术，这与低中频接收机的镜频抑制原理是基本相同的，也就是在混频过程中保留了信号的相位信息，*终获得镜像干扰的同相和反相信号，相加后使之相互抵消，而有用信号则相互增强。
● 二次变频滑变高中频(Dual-Conversion with Sliding High First IF)接收机
据笔者所知，这种结构(见图5)是在1998年的国际固态电路会议(ISSCC)上提出来的，很凑巧，当时它也是应用在寻呼机中。与低中频和宽中频接收机不同，这里的**中频频率较高，而且是变化的。具体来说，它的**本振频率设在射频信号频率的4/5处，因而**中频频率等于射频信号频率的1/5，即fIF1＝0.2fRF；**中频为零，即**次变频为直接变频。换句话说，**本振频率(也就是**中频频率)等于**本振频率的1/4。基于这种关系，**本振可以将**本振四分频后得到，四分频的结果是自然地获得了**本振所需要的正交信号，从而省却了额外的正交信号发生电路。下面我们来看一下镜频抑制、中频滤波和直流漂移等方面的情况。
0.2fRF的**中频使射频信号与镜像干扰之间的距离达到了0.4fRF，在一些情况下镜频抑制甚至仅靠射频电路自身的调谐特性即可，而不必增加任何滤波电路。与零中频接收机一样，**次的直接变频使得中频信道选择变得十分简单，只需要低通滤波器就能完成。与零中频不同的是，信号在**中频可以获得较大的增益，由**次混频所引起的直流漂移和低频噪声对信噪比的影响则大为降低。
结语
以低成本、低功耗、小型化、高度集成为目的的无线收发机的研究工作仍然在继续，零中频、低中频以及其它类零中频、类低中频结构各展所长，都希望占得一席之地，但超外差的老大地位依旧稳固，谁能够*终胜出的结论现在下还为时过早。*重要的是，从零中频和其它接收机结构的出现和演化过程中，我们看到了**所起的作用，正是不断的**推动了技术的发展，带动了社会的进步。从这一点来说，有无**才是决定成败的关键。
关键词: 无线接收机；超外差；零中频；直流漂移；镜像频率
引言
打开现代的无线接收机，无论是十几、几十元的收音机还是千元以上的手机电视机，几乎无一例外的，我们看到的是一种被称作“超外差”式的电路结构：微弱的高频无线电信号必须先通过**或几级的混频电路，才能去掉其它信道的干扰并获得足够的增益，*终完成解调，取出所需的信息。图1 给出了一个二次变频超外差式接收机的工作原理图，每经过一次变频，信号的频率降低、幅度增大，而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除掉。
这种结构被普遍采用是有原因的。我们知道，天线接收到的信号频率很高而信道带宽又很小，如果要直接滤出所需信道，滤波器的Q值将是一个天文数字，再加上高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频直接对信号进行解调是不现实的，至少目前的技术水平还无法满足这一要求。使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波、放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难，但是又引入了另一个严重的问题，这就是所谓的镜像频率干扰：当两个信号的频率与本振(LO)信号频率差的***相等但是符号相反，或者说它们在频率轴上对称地位于本振信号的两边，那么经过混频后这两个信号都将被搬移到同一个中频频率。如果其中一个是有用信号，另一个是干扰信号，那么干扰信号所在的频率就称为镜像频率，这种经过混频后的干扰现象通常被称为镜频干扰。为了抑制镜频干扰，普遍采用的方法是利用天线后面的滤波器滤除镜像频率成份。但是同样地，由于该滤波器工作在高频，其滤波效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，信号与镜频相距较远，那么镜频成份就受到较大的抑制；反之，如果中频频率较低，信号与镜频相隔不远，滤波的效果就较差。但另一方面，由于信道选择在中频进行，基于同样的理由，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高。于是镜频抑制与信道选择形成了一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。在一些要求较高的应用中，常常使用两次或三次变频来取得更好的折衷。
依靠考虑周到的中频频率选择和高品质的射频(镜像抑制)和中频(信道选择)滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度、选择性和动态范围，因此长久以来成为了事实上的**选择。
并不是所有人都对这种小心翼翼地选择中频频率和滤波器的设计方式感到满意。大约在超外差结构出现6年之后，有人提出了一种把本振频率设成与信号频率相同，将高频信号通过变频直接搬移到零频率的接收机结构。与超外差接收机相比，这种被称为直接变频(Direct-Conversion)或零中频(Zero-IF)的结构至少有两个优点：(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；(2)信道选择在低频进行，只需要使用低通滤波器。然而，可能是遇到了多次的失败，我们的先驱们并没有实现零中频的理想，在很长的一段时期内，这种结构都无人问津。
小型化大势所趋，零中频崭露头角
二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了**性的发展，集成电路和个人数字通信系统开始改变人们的生活方式。1974年Motorola推出了**个现代意义上的寻呼机(Pager)，此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度。
但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜频抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为昂贵的器件如声表面波(SAW)滤波器。这时，又有人想到了零中频接收机。我们已经知道，零中频接收机(1)不存在镜频问题；(2)只要用低通滤波器来选择信道，而低通滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。凭这两点，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。
1980年，**个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是**个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图2 所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器(Quadrature Mixer)变频后产生两个正交的零中频信号I和Q，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制FSK调制，*后的解调过程甚至可以用一个D触发器来完成。在大量改进的基础上，Philips在其UAA2080系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。32引脚的芯片中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、FSK解调器以及本振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总数不到40个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件。
理想与现实之间，要直接不太容易
不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我们揭示了症结所在。
直流漂移(DC Offset)
零中频结构*根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不“干净”，因此信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染”了。一个*广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，*后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号。
自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性。
低频噪声
直流频段另一个令人**的问题是低频噪声。*常见的低频噪声为闪烁噪声(flicker noise)，也常被称为1/f噪声，因其功率谱密度近似正比于频率的倒数而得名。闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，主要是由半导体的一些缺陷引起的。
对策和无奈
直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤，但是在寻呼机中却没有造成大的伤害，原因在于传统寻呼系统使用了简单的二进制FSK调制方式。从频谱上看，仅有少量的信号能量存在于中心频率附近，如图3(a)所示，经过混频之后，可以牺牲这部分能量而使用电容隔直流的办法将大部分的直流漂移和低频噪声滤除，这也就是零中频寻呼机所采取的对策，事实证明它非常有效。然而在象GSM这样的系统中，情况就完全不同了，为了提高频谱的利用效率，GSM采用了GMSK调制。如图3(b)所示，GMSK信号中心频率附近能量十分集中，使用简单隔直流的方式将对信号造成严重破坏。
看起来，直接变频到零中频的设想并不是一条畅通无阻的捷径。
知其不可而为之，识实务者为俊杰
面对存在的困难，仍然有人知难而上，力求攻克以直流漂移为主的种种难题；也有人穷则思变，力图绕过重重障碍，另辟蹊径以达到零中频所要达到的目的，在这两个方面都取得了一定的成果。
直流漂移的消除
根据直流漂移的成因，可以大致把它分成两类。**类主要是由上文提到的本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；**类则是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的漂移，相对来说，它是一种静态的漂移，可以通过一些微调措施来解决。(实事上，元件的不匹配将导致偶次失真，同样会产生随输入信号幅度而变化的直流成份。但是由于信号本身相当微弱，与自混频效应相比，这种直流漂移量相对较弱。)
● 谐波混频
针对自混频现象产生的根源，人们提出使用二次谐波混频作为解决方案。谐波混频与普通混频的区别在于，它所产生的中频频率是输入信号频率与本振频率某次谐波之差，如果用fRF，fLO和fIF分别表示射频信号、本振和中频频率，那么在二次谐波混频中它们的关系是
fIF＝|2×fLO－fRF |
这样，本振信号的泄漏和反射在混频器中频输出端所产生的自混频信号频率仍然是fLO，而不是直流。图4 给出了一个二次谐波混频的电路原理图，根据文献报道，它可以将自混频引起的直流漂移抑制到噪声水平。但这里的问题是，由于使用谐波分量，电路的增益和噪声性能均有所下降，因而限制了其应用。
● 数字信号处理
为了更加**有效地消除直流漂移，在一些设计中采用了基带数字信号处理的办法，通过专门的算法对漂移量进行实时的测量和动态的补偿。例如在一个时分多址(TDMA)系统中，接收机在工作间隙测量并存储直流漂移量作为参考，工作时再从信号中减去这个参考量。这种方法可以有效地去除各种直流漂移以及部分的低频噪声，但由于需要一个无输入信号时的参考漂移量，它在非分时系统中的应用较为困难。
● 系统设计能提供的帮助
对比寻呼和移动通信这两个系统，我们看到如果在系统设计时能够考虑在信号的中心频率附近预留一些带宽以方便消除直流漂移，将大大简化零中频接收机的设计。当然，这个要求对频谱资源极其宝贵的移动通信系统有些过分，但在无线局域网的标准(IEEE 802.11a)中却成为了现实。
接收机结构的改进与**
无镜频干扰、无需高Q值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力的根本原因。我们完全不必拘泥于结构细节而去寻求实现这些特点的更有效的途径。于是，我们看到了所谓的低中频(Low IF)和类零中频的接收机结构。
● 低中频接收机
为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Q值的射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感，这在一定程度上影响了接收机的性能；多相滤波器常用RC网络实现，对镜频抑制有显著帮助，但对信号有衰减，幸而在这之前信号已经被初步放大，RC网络造成的影响并不严重。
● 二次变频宽中频(Dual-Conversion with Wideband First IF)接收机
这种接收机在**次变频时将整个信号频段搬移到一个较高的中频，**次变频输出是零中频，而信道选择就在**中频通过低通滤波实现。为抑制镜频， 两次变频都使用了所谓的复混频(Complex Mixing)技术，这与低中频接收机的镜频抑制原理是基本相同的，也就是在混频过程中保留了信号的相位信息，*终获得镜像干扰的同相和反相信号，相加后使之相互抵消，而有用信号则相互增强。
● 二次变频滑变高中频(Dual-Conversion with Sliding High First IF)接收机
据笔者所知，这种结构(见图5)是在1998年的国际固态电路会议(ISSCC)上提出来的，很凑巧，当时它也是应用在寻呼机中。与低中频和宽中频接收机不同，这里的**中频频率较高，而且是变化的。具体来说，它的**本振频率设在射频信号频率的4/5处，因而**中频频率等于射频信号频率的1/5，即fIF1＝0.2fRF；**中频为零，即**次变频为直接变频。换句话说，**本振频率(也就是**中频频率)等于**本振频率的1/4。基于这种关系，**本振可以将**本振四分频后得到，四分频的结果是自然地获得了**本振所需要的正交信号，从而省却了额外的正交信号发生电路。下面我们来看一下镜频抑制、中频滤波和直流漂移等方面的情况。
0.2fRF的**中频使射频信号与镜像干扰之间的距离达到了0.4fRF，在一些情况下镜频抑制甚至仅靠射频电路自身的调谐特性即可，而不必增加任何滤波电路。与零中频接收机一样，**次的直接变频使得中频信道选择变得十分简单，只需要低通滤波器就能完成。与零中频不同的是，信号在**中频可以获得较大的增益，由**次混频所引起的直流漂移和低频噪声对信噪比的影响则大为降低。
结语
以低成本、低功耗、小型化、高度集成为目的的无线收发机的研究工作仍然在继续，零中频、低中频以及其它类零中频、类低中频结构各展所长，都希望占得一席之地，但超外差的老大地位依旧稳固，谁能够*终胜出的结论现在下还为时过早。*重要的是，从零中频和其它接收机结构的出现和演化过程中，我们看到了**所起的作用，正是不断的**推动了技术的发展，带动了社会的进步。从这一点来说，有无**才是决定成败的关键。
公安机关备案号：
